Снижение искажений интегральных оу



Скачать 177.23 Kb.
Дата01.05.2016
Размер177.23 Kb.

Снижение искажений интегральных ОУ.

http://radiokot.ru/articles/17/


Автор - Юрий.
Опубликовано 19.03.2008.

Операционные усилители (ОУ) остаются одними из наиболее распространённых приборов в радиолюбительских разработках. В том числе и в аудиотехники. Такое распространение они получили благодаря своим уникальным комплексом характеристик, предсказуемостью поведения и относительной дешевизной. Особенности схемотехники на ОУ уже достаточно хорошо изучены и опробованы, по этому основным методом повышения качественных характеристик узлов с использованием ОУ, является выбор типа прибора и его производителя, в соответствии с условиями работы.


Одними из "неприятных" показателей в схемах на основе ОУ являются гармонические и интермодуляционные искажения. Как известно, их заметность и придаёт специфическое звучание аудиоустройствам известное "в миру" как пресловутое "транзисторное звучание". Конечно, современные радиолюбители используют в своих конструкциях современные высокоскоростные приборы с малыми, заявленными производителями, собственными искажениями. Однако многие радиолюбители, судя по постам на различных форумах, не могут достать высококачественные усилители зарубежного производства, по этому вынуждены использовать ОУ из старых запасов, хранящихся ещё с незапамятных времён.
Хотелось бы представить небольшую подборку материала, об одном из способов снижения искажений ОУ, выходной каскад которого работает в режиме АВ. В принципе, всё что будет сказано ниже, уже давно известно, однако, на мой взгляд, не получило должного распространения, в радиолюбительских кругах.

Выходной каскад большинства операционных усилителей работает в режиме "А", при малых токах нагрузки. При повышении выходного тока свыше некоторого значения, выходной каскад переходит в режим "АВ". По такому принципу построены большинство бюджетных микросхем-усилителей мощности. Однако если для УМ такая логика "поведения" оправдана, то для цепей предварительного усиления сигнала (где чаще всего и используется ОУ), такое поведение микросхемы не желательно. Ведь с переходом выходного каскада в режим "АВ", начинают возрастать и гармонические искажения.



На рисунке выше представлен участок схемопостроения выходного каскада "типового" операционного усилителя. Транзисторы VT1 и VT2 представляют собой выходную комплементарную пару, режим работы которой определяется цепями смещения каскадов предварительного усиления. Одним из способов повышения линейности выходного каскада является "превращение" его в выходной каскад на эмиттерном повторителе, замкнув выход ОУ с отрицательным источником питания через резистор. Поскольку качественные показатели эмиттерного повторителя выше, то и характеристики всего ОУ заметно улучшаются. Подобный способ применил А. Иванов в каскадах предварительного усиления своего усилителя мощности ("УМЗЧ с выходным каскадом на полевых транзисторах"):



Этот же принцип линеаризации выходных каскадов ОУ был применён и в предварительных каскадах усиления и регулировки тембра вышеуказанного усилителя.





Несколько замечаний, по поводу построения этого каскада. Я советую подключить вывод 3 DA3 к земле через токоуравнивающий резистор с номиналом 10 кОм. А в гираторах, вместо транзисторов использовать операционные усилители. Это позволит немного увеличить входной диапазон по напряжению и значительно снизить шумы. Совсем хорошо будет, если применить в качестве регулирующих ползунковых сопротивления R-R такие же номиналов, с линейной зависимостью и с отводом от средней части на "землю". Если не найдётся таких, можно попробовать установить сопротивления около 100 кОм между землёй и входами ОУ DA2. Для повышения линейности регулировок, желательно в верхних и нижних плечах установить последовательно резисторы. Их номиналы определить как 0,1 от R. В заключении отмечу, что номиналы самих, регулирующих сопротивлений желательно выбирать от 10кОм до 100 кОм.

Дальнейшим развитием предложенной схемы стало замена обычного сопротивления на генератор тока. Первой публикацией, замеченной мною, была небольшая статья в журнале "Радио" №6 от 1985 года:



Здесь ток, текущий с выхода ОУ, является коллекторным током транзистора VT1. Определяют его из выражения Iк = 0,6/R5. Полученное значение должно быть в 2 - 3 раза меньше максимально допустимого выходного тока, для выбранного типа ОУ.


Преимущество такого усовершенствования, кроме снижения нелинейных искажений, является расширение частотного диапазона и запаса устойчивости по фазе, так как в большинстве случаев, интегральный транзистор p-n-p имеет несколько худшие параметры, по сравнению с n-p-n типом.
К недостаткам предлагаемого способа можно отнести увеличение потребляемой мощности и снижение максимального тока в нагрузке, на величину Iк.
Дальнейшими путями усовершенствования предложенного способа видится в замене диодов на транзистор в диодном включении и заменой активного элемента на полевой транзистор.

На следующем рисунке показана схема усилителя Н. Трошина, опубликованного в журнале "Радио" за 1986 год №6 стр55-56 под заголовком "УМЗЧ с нестандартным включением ОУ".



Как понятно из названия, в схеме применён генератор тока в качестве нагрузки ОУ. Это позволило получить, по мнению автора, более полное использование напряжение питания, низкий Кг в области высших частот воспроизводимого диапазона и большую скорость нарастания выходного напряжения. Кроме того, автор немного изменил схему включения выходных каскадов, по сравнению с типовыми схемами. Это снизило накапливание электрического заряда во входных емкостях транзисторов. Принятые меры позволили получить низкие искажения при токе покоя 15-20 mA, и обойтись без термостабилизации всего УМЗЧ.


Ну, напомню ещё о гальванической развязке - R13. Она в описании не нуждается.
Усилитель не критичен к номиналам и типам деталей и не сложен в настройке. Выходные транзисторы закрепляются через изолирующие термопрокладки на радиаторе, с площадью рассеивания 300 см2. В качестве замены ОУ можно рекомендовать любой, с выходным каскадом работающим в режиме АВ (проверялся TL081-работает). В качестве диодов вполне работоспособны советские КД521, КД522, либо их зарубежные аналоги. Катушка мотается проводом ПЭВ-1 диаметром 0,6-0,8, и содержит 30 витков, намотанных на каркасе диаметром 8 мм.
Налаживание усилителя заключается в установлении тока покоя выходного каскада 15 -20 mA.

Основные технические характеристики (из первоисточника):



Входное сопротивление

130 кОм

Номинальное входное напряжение

0,7 В

Номинальная выходная мощность

12 Вт

Максимальная выходная мощность

15 Вт

Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц

0,02 %

Коэффициент гармоник на частоте 0,2-20 кГц, при Рвых=12Вт

0,04 %

Скорость нарастания выходного напряжения

10 В/мкс

Относительный уровень шума (не взвешенное значение)

- 90 дБ

От себя добавлю - схема собранная из заведомо исправных деталей работает сразу. При её реализации, я добавил узел регулировки "0" у операционного усилителя. Для получения параметров "автоматически", подобрал транзисторы выходного каскада в пары (тогда мне нечем было измерять К гр). Улучшить технические характеристики усилителя можно заменой ОУ на более скоростной. Повысить выходную мощность можно путём повышения напряжения на выходных каскадах. Только не забывать пересчитывать резисторы в плечах питания ОУ, либо заменить простые стабилизаторы на интегральные.

Еще хотелось бы упомянуть об усилителе опубликованном в журнале "Радио" за 1990 год №2 стр 63-68. В нём так же был использован вышеописанный способ включения ОУ типа К544УД2. Конечно, были и другие "изюминки", в результате был достигнут уровень гармоник не более 0,01% во ВСЕЙ полосе частот(0,2-20кГц) при выходной мощности 60Вт.


В заключении хотелось бы отметить, что в рамках одной статьи нельзя охватить все способы снижения искажений ОУ. Однако рассмотренный, несомненно, заслуживает самого пристального внимания со стороны радиолюбителей. В частности, на мой взгляд , такая схемотехника вполне может быть использована при проектировании высококачественных телефонных усилителей.

http://www.grsu.by/exponenta/educat/systemat/shved/lr3.asp.htm
Исследование дифференциальных и мостовых усилителей

Теоретические сведения.

Дифференциальные усилители (ДУ) находят применение в качестве масштабирующих преобразователей для датчиков с малым выходным сигналом в условиях сильных промышленных помех, например, термопар, тензометров сопротивлений, емкостных датчиков, датчиков биотоков и т.п. Простейшая схема ДУ изображена на рис. 5. Делитель напряжения на входе используется для того, чтобы коэффициенты усиления сигналов U1 и U2 сделать равными. Выходное напряжение определяется выражением: Uo=(U2-U1)R2/R1.


Схема на рис.5 находит достаточно широкое применение, хотя и обладает одним недостатком, заключающимся в сравнительно низком входном сопротивлении. Если этот недостаток имеет существенное значение, то применяют схему на рис.6, в которой он устранен за счет использования двух ОУ. В этой схеме входное сопротивление ДУ равно входному сопротивлению ОУ. Выходное напряжение усилителя определяется выражением: Uo=(U2-U1)(1+R2/R1).



Рис.5. Схема ДУ на одном ОУ



Рис.6. ДУ на двух ОУ

Сопротивление R3 выбирается из условия минимизации влияния паразитных входных токов усилителей; в первом приближении R3=R1||R2.
Обычные схемы инвертирующего и неинвертирующего ДУ одинаково усиливают полезный сигнал и наведенные помехи, при этом ДУ значительно ослабляет синфазные помехи. Степень ослабления синфазных напряжений определяется коэффициентом Kос сф ОУ.
Дифференциальные усилители, включенные в мостовую схему и преобразующие приращение сопротивления в напряжение, называются мостовыми. Такие усилители применяются при использовании датчиков, включаемых по мостовой схеме. Различают мостовые усилители с нелинейной и линейной характеристиками.



Рис.7. Мостовой усилитель с нелинейной амплитудной характеристикой

Схема усилителя первого типа показана на рис.7. Мостовая схема составлена из резисторов R и резистивного датчика R+r, где r - приращение сопротивления датчика в результате воздействия контролируемого параметра. В общем случае мост может состоять из комплексных сопротивлений - в зависимости от типа датчика (емкостного, индуктивного или чисто резистивного), а его питание осуществляется от источника Up как постоянного, так и переменного тока. Выходное напряжение схемы на рис.7 определяется выражением:

Uo=rUpR1/R[R(2+R/R1)+r(1+R/R1)].

(5)

Зависимость Uo от r нелинейна, как и для любого неравновесного моста. Поэтому такая схема применяется только при малых относительных приращениях r/R.



Рис.8. Мостовой усилитель с линейной амплитудной характеристикой

Мостовая схема на рис.8 относится к классу линейных. Ее выходное напряжение определяется выражением [24]:

Uo=-rUp/R(R+R1).

(6)

Порядок выполнения работы.

  1. Проведите моделирование ДУ на рис. 9 при напряжении помехи в обоих каналах 10 В. Измерьте напряжение помехи на выходе (выполняется при минимальном значении полезного сигнала, например 1мкВ). Если результаты измерения не будут соответствовать данным расчета, объясните причину (внимательно просмотрите список параметров выбранного ОУ, обратив особое внимание на значение Kос сф).



Рис.9. Моделирование подавления сигнала синфазной помехи в ДУ

В качестве примера оценим помехозащищенность схемы на рис. 7 при следующих значениях параметров: входной дифференциальный сигнал U2-U1=10 мВ (частота 500Гц), синфазная помеха Uп=U2=U1=10В (частота 50Гц), примем типичное для ОУ значение Kос сф=80Дб=10000, при указанных на схеме значениях сопротивления резисторов коэффициент усиления напряжения Ku=1. Для полезного сигнала получаем Uo=10 мВ, для синфазной помехи Uo=UпKu/Kос сф мВ. Для моделирования процесса подавления синфазной помехи используем схему на рис.9, в которой полезный сигнал формируется импульсным генератором (скважность сигнала равна 2, амплитуда импульса 10 мВ, подключение источника Uc к дифференциальным зажимам U1, U2 в программе EWB не допускается). Параметры напряжения помехи Uп можно варьировать в широких пределах, в том числе менять и фазу, что часто встречается на практике, когда не удается полностью симметрировать токопроводящие провода. В предположении, что такая асимметрия имеет место, для ее имитации в верхнем источнике напряжение помехи увеличено на 5 мВ. Полученные при этом результаты измерений показаны на рис.10.



Рис. 10. Результаты измерений

  1. Для схемы на рис.7 с помощью формулы (5) рассчитайте зависимость Uo=F(r) при изменении r в диапазоне 0,01...0,5кОм и затем проверьте моделированием при напряжении питания моста Up=lВ. Найдите ошибку, допущенную в этой схеме, сравнив ее со схемой на рис.9. После определения ошибки выберите сопротивления резисторов моста такими, чтобы они не оказывали существенного влияния на коэффициент передачи ДУ.

  2. Проведите моделирование схемы на рис.8 и проверьте справедливость выражения (6). Объясните, за счет чего в этой схеме обеспечивается линейная зависимость выходного напряжения от приращения сопротивления r.


Исследование аналоговых вычислительных устройств

Теоретические сведения.

К базовым аналоговым вычислительным устройствам относятся сумматор, интегратор и дифференциатор. Они используются в различных измерительных преобразователях и корректирующих звеньях, а также при моделировании систем управления. Как правило, эти устройства выполняются на базе ОУ по схеме инвертирующего усилителя (рис. 1,а), обеспечивающего максимальную точность.





Рис. 11.Схема двухвходового сумматора

Схема двухвходового сумматора представлена на рис. 11. Каждый вход сумматора соединяется с инвертирующим входом ОУ через взвешивающий резистор (R1,R2,…,Rn). Инвертирующий вход называется суммирующим узлом, поскольку здесь суммируются все входные токи и ток обратной связи. Как и в обычном инвертирующем усилителе, напряжение на инвертирующем входе равно нулю (вследствие действия ООС), следовательно, равен нулю и ток, втекающий в ОУ. Таким образом,

Is=I1+I2+…+In и I1=U1/R1, I2=U2/R2,…,In=Un/Rn.

Так как напряжение на инвертирующем входе примерно равно нулю, то U0=ISRS. После преобразований получаем выражение для выходного напряжения сумматора в следующем виде:

U0=-RS(U1/R1+U2/R2+…+Un/Rn).


Интегратор - электронная схема, выходной сигнал которой пропорционален интегралу от входного. Принципиальная схема простого аналогового интегратора показана на рис. 12. На этой схеме конденсатор в цепи обратной связи ОУ подсоединён между суммирующим входом и выходом интегратора. Следовательно, напряжение на конденсаторе приблизительно равно выходному напряжению. При воздействии постоянного входного напряжения Ui напряжение на выходе интегратора является линейной функцией времени: U0=tUi/RC. Если напряжение Ui на входе действует неопределённо долгое время, выходное напряжение U0 изменяется до тех пор, пока не достигнет величины напряжения насыщения ОУ (в этом можно убедиться после включения схемы). Это происходит потому, что по постоянному току интегратор является усилителем с разомкнутой петлёй ОС. Заметим, что в интеграторах с большими постоянными времени RC должны использоваться ОУ с малыми входными токами и конденсаторы с малыми токами утечки.
На практике работа интегратора обычно делится на три периода: ввод начальных условий, интегрирование и хранение результата интегрирования. Схема интегратора с имитацией этих режимов приведена на рис. 13. Для ввода начальных условий (заряд интегрирующего конденсатора C до напряжения Uio=UyR2/R1) используется ключ-таймер К1, который срабатывает через 1 с после включения схемы и удерживается в замкнутом состоянии 1 с. Через 2 с после включения срабатывает ключ К2 и начинается процесс интегрирования, который длится 3 с, после чего интегратор переводится в режим хранения.



Рис.12. Схема интегратора



Рис. 13. Схема интегратора с имитацией режимов ввода начальных условий, интегрирования и хранения

Антиподом интегратора по функциональному назначению является дифференциатор (рис. 14), выходной сигнал которого пропорционален скорости изменения во времени входного сигнала Ui, т.е. U0=-RC(dUidt). При практической реализации этого дифференциатора возникают проблемы с обеспечением его устойчивости, поскольку такое устройство является системой второго порядка и в нём возможно возникновение затухающих колебаний на определённых (обычно высоких) частотах, что подтверждается наличием резонансного пика на его АЧХ.



Рис. 14. Схема идеального дифференциатора



Рис. 15. Практическая схема дифференциатора

В модифицированной схеме дифференциатора, показанной на рис. 15 дополнительно введён резистор Ri, который сглаживает АЧХ дифференциатора, тем самым предотвращает возникновение паразитных колебаний. Сопротивление резистора Ri определяется из выражения , где - произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания ОУ (этот параметр часто называют добротностью ОУ). При указанном на рис.15 значении Ri АЧХ дифференциатора приобретает вид, при котором усиление на частоте 39 кГц уменьшится почти на 30 дБ, а это означает, что на этой частоте паразитные колебания будут уменьшены на 30 дБ.
Основным критерием при выборе ОУ для дифференциаторов является его быстродействие - нужно выбирать ОУ с высокой максимальной скоростью нарастания выходного напряжения и высоким значением произведения коэффициента усиления на верхнюю граничную частоту (т.е. большой площадью усиления ). Однако это не исключает необходимости использования дополнительного резистора Ri.
При проектировании интеграторов и дифференциаторов существенное значение имеет также и выбор типа конденсатора. Поскольку выбор чаще всего ограничивается конденсаторами с диэлектриком, то в таком случае необходимость иметь в виду, что они обладают свойством неконтролируемого накопления зарядов. Порядок выполнения работы.

  1. Проведите расчёт выходного напряжения двухвходового сумматора на рис. 11 при указанных на схеме параметрах и сравните полученные данные с результатом моделирования.

  2. Проведите моделирование интегратора по схеме рис. 13 при С=2 нФ, Uy=2 В, Ui=200 мВ. Результаты моделирования интегратора сравните с результатом расчёта по формуле: U0(t)=Ui·t/RC-Uy·R2/R1.

  3. Проведите моделирование дифференциатора на рис. 14 и исследуйте влияние на АЧХ дифференциатора коэффициента усиления ОУ при разомкнутой отрицательной обратной связи и частоты единичного усиления (параметры А и Fu в окне установки параметров ОУ).



Устройства выборки и хранения


Теоретические сведения.

Одной из важнейших характеристик аналого-цифрового преобразования сигналов является апертурное время- временной интервал, характеризующий неопределенность момента преобразования входного аналогового сигнала и вызывающий появление дополнительной (динамической) погрешности преобразования. Неопределенность выражается в том, что выходной код АЦП пропорционален не мгновенному, а усредненному за время преобразования значению входного сигнала. Поскольку время преобразования для большинства АЦП зависит от значения входного сигнала, то в качестве апертурного времени принимается интервал, в течение которого входной сигнал изменяется на единицу младшего разряда АЦП. Это накладывает определенные ограничения на скорость изменения преобразуемого входного сигнала. Так, например, при времени преобразования 8-разрядного АЦП (n=8) T=100 мкс (время от начала преобразования до момента получения выходного кода) максимальная частота входного аналогового сигнала не должна превышать значения

F=1/(2T·2n)=6.2 Гц

(7)

Для уменьшения апертурной погрешности используются устройства выборки и хранения (УВХ), работающие синхронно с АЦП. Основное значение УВХ- запомнить мгновенное значение входного аналогового сигнала на время преобразования. В этом случае апертурное время определяется только быстродействием УВХ и может составлять несколько наносекунд, а это означает, что частоту входного аналогового сигнала можно повысить на несколько порядков.
Один из вариантов УВХ показан на рис. 19; оно состоит из ОУ OU1 с запоминающим конденсатором Cm в цепи отрицательной обратной связи и управляемого от источника Uy ключа К. При разомкнутом ключе УВХ находится в режиме хранения выборки аналогового сигнала, подаваемой на вход АЦП. Когда преобразование заканчивается, ключ переводится в замкнутое состояние и на конденсаторе запоминается очередная выборка аналогового сигнала. Напряжение на конденсаторе Сm до момента перехода в режим хранения полностью повторяет по форме входное напряжения, поскольку OU1 функционирует в режиме инвертирующего усилителя с коэффициентом передачи R1/R2=1.Инвертирующий усилитель на OU2 выполняет роль буферного.



Рис.19. Устройство выборки и хранения

Недостатком схемы на рис.19 является увеличение апертурного времени из-за конечного времени заряда конденсатора Сm через резистор R1 (для серийной ИС УВХ типа К1100СК2 это время составляет 100 нс). Однако этот недостаток имеет и положительные свойства. Достоинством этой схемы является возможность повышения помехозащищенности АЦП, если соответствующим образом выбрать частоту квантования (частоту источника Uy) и использовать алгоритмы цифровой фильтрации сигналов при дальнейшей обработке выборок в управляющей микро-ЭВМ. Простейший алгоритм такой фильтрации рассмотрим на примере уменьшения влияния напряжения помехи сетевой частоты (50 Гц) и ее гармоник. Предположим, что полезный сигнал - постоянное напряжение Es, на которое наложена такая помеха. Непрерывный сигнал в этом случае можно представить как

E0=Es+E1sin(T)+E2sin(2T)+E3sin(3T)+...

Если отсчет напряжения берется в момент времени T1, то мгновенное значение напряжения, воспринимаемое ЭВМ, будет равно

E01=Es+E1sin(T1)+E2sin(2T1)+E3sin(3T1)+...

Если второй отсчет берется в момент времени T2=T1+/ (слагаемое / равно половине периода сетевой помехи и является известной величиной), то напряжение второй выборки равно

E02=Es+E1sin(T1+)+E2sin(T1+2)+E3sin(T1+3)+...

Как видно из сравнения E01 и E02, выборки нечетных гармоник помехи находятся в противофазе. Если полученные отсчеты сложить и разделить на два, то результирующий сигнал

Ep=Es+E2sin(T1)+...

Таким образом, результирующий сигнал состоит из собственно полезного сигнала Es и четных гармоник помехи. Основная и все нечетные гармоники помехи оказываются полностью подавленными. Если далее использовать дополнительную фильтрацию полезного сигнала, то в этом случае необходимо отфильтровывать лишь составляющие помехи с частотами 2 и выше.
Рассмотренный алгоритм подавления помех можно промоделировать, изменяя фазу источника опорного напряжения и сравнивая осциллограммы выходных сигналов на выходе схемы на рис.19. Более детальное моделирование можно провести, используя два УВХ (для получения двух выборок) и рассмотренный ранее суммирующий усилитель.


Порядок выполнения работы.

  1. Проведите моделирование УВХ на рис.19 при входном напряжении 10 и 100 мВ.

  2. Определите составляющую апертурного времени, вызванную конечным временем заряда конденсатора Сm через резистор R1, и определите в связи с этим ограничения на частотный диапазон входного сигнала по формуле (10.10).

  3. Проведите моделирование УВХ на рис.19 в режиме подавления помех в соответствии с вышеизложенной методикой цифровой фильтрации сигналов.



Некоторые применения операционного усилителя типа 741 (140УД7)


http://radiomaster.ru/shemi/construktor/ms1373.php
Центр повышения квалификации McGraw-Hill (Вашингтон, округ Колумбия)

Широко распространенный операционный усилитель (ОУ) типа 741(140УД7) имеет большой коэффициент подавления синфазной помехи, что позволяет с малыми затратами реализовать на его основе усилитель с регулируемым коэффициентом усиления и даже аналоговый ключ. Коэффициент усиления ОУ можно легко регулировать, изменяя соотношение между сигналами, поступающими на его входы. В случае равенства сигналов на входах они подавляются как синфазная помеха, и выходное напряжение равно нулю. Когда сигнал на одном входе больше, чем на другом, происходит его усиление.

В схеме усилителя с регулируемым коэффициентом усиления (а) сопротивления резисторов R1 и R2 выбираются как обычно, исходя из заданного входного сопротивления (в данном случае f1/2) и коэффициента усиления (-R2/R1). Изменяя сопротивление резистора обратной связи R2 можно добиться максимального ослабления сигнала при максимальном сопротивлении резистора R3(R3=R2), регулирующего коэффициент усиления. Практически при регулировке управляющего резистора от максимума до нуля коэффициент усиления изменяется от нуля до -R2/R1 без сдвига уровня постоянного тока на выходе.

Указанную схему можно также использовать в качестве аналогового ключа (б). В этом случае, однако, существуют следующие ограничения: обязательная емкостная связь на выходе, размах входного сигнала не более 1,2 и единичный коэффициент усиления ОУ (R1=R2=R3). При выполнении этих условий схема работает как идеальный аналоговый ключ.



Когда на вход цифровой управляющей схемы поступает уровень логической 1 (2,4-4 В), транзистор насыщается и заземляет резистор R3, в результате чего сигнал ослабляется на 70- 90 дБ. При включенном транзисторе потенциал на неинвертирующем входе ОУ становится равным 0,6 В, вызывая соответственно на выходе напряжение 0,6 В постоянного тока, в связи с чем требуется переходный конденсатор.

При поступлении логического нуля (уровень земли) транзистор выключается, в результате чего неинвертирующий вход ОУ оказывается незаземленным, и сигнал проходит через усилитель. Если положительное напряжение управляющего сигнала достаточно для открывания перехода база - коллектор, то в выходной сигнал просачиваются положительные выбросы.



База данных защищена авторским правом ©ekollog.ru 2017
обратиться к администрации

войти | регистрация
    Главная страница


загрузить материал